中国指挥与控制学会会刊 
通常雷达所能提供的目标信息,绝大多数仅限于目标的距离、方位、仰角(或高度)、径向速度等。根据这些信息无法解决目标识别的问题,还应当结合目标自身的有关特征和信息,诸如形状、大小,以及其它可以应用的特征信息。雷达目标特征信号隐含于雷达回波(复数值)之中,通过对雷达回波的幅度和相位的处理、分析和变换,可以得到诸如雷达散射截面(RCS)及其统计特征参数、散射中心分布等参量。
对于较复杂的目标在小于远场距离处测量,距离因子影响较小。在高频时,目标各部分的能量与其它部分的散射能量几乎无关,各部分散射幅度的大小对测量距离不敏感[1]。为此我们常在小于远场距离处测量。目标高分辨率距离像的获取仅需采用普通宽带雷达技术,而且这种宽带雷达技术已经相当成熟[2]。对于外场单站雷达而言,我们关心的是后向散射功率,即面向雷达接收机方向的二次散射功率,有时也称为反射功率。一个外形复杂的目标,它的后向散射能量的大小是随着一些参数变化的,这些参数包括雷达的发射波长、目标的几何尺寸和外形、目标的姿态和反射性能等。目标高分辨距离像(HRRP)特性是目标识别的有效特征。采用全去斜率接收技术,对目标RCS进行测量与处理,形成高分辨距离像,可以找出目标的关键散射点,用于雷达目标识别、舰船隐身和雷达电子对抗。
1 全去斜率接收原理
雷达由频率合成器产生发射波形,经射频放大器提供射频增益将激励信号放大至雷达天线。接收机对雷达回波进行放大、滤波、下变频和数字化。而发射波形选择与接收处理方式相关联,其中接收机的去斜处理就是一项常用于处理宽带线性调频(LFM)波形的技术。
1.1 高分辨率波形选择
就一维距离像成像方式选择而言,可供选择的高分辨率波形有:窄脉冲信号、脉冲线性调频信号、相位编码信号、频率编码信号以及阶梯跳频信号等,窄脉冲信号涉及毫微秒技术及毫微秒器件,工程实现较困难;相位编码信号和频率编码信号编码复杂,相应的信号处理设备较为复杂;阶梯跳频信号虽然编码简单,易于实现,但其成像时间较长,运动补偿复杂,数据率低;而脉冲线性调频信号成像时间短,适合远距离宽带成像。基于上述考虑并且对应下面选择的宽带信号处理方式,本文研究探讨的雷达波形是脉冲线性调频信号。
1.2 全去斜率接收处理
对瞬时宽带线性调频信号的处理有几种可选择的方法,较为典型的有两种。一种是直接压缩处理,即按传统接收处理方式,采用两路正交(I、Q)的A/D变换对宽带信号进行采样,并进行脉冲压缩处理;宽带信号的脉冲压缩如果采用直接压缩法,要求接收机视频带宽宽、A/D采样率高、数据量大;无论是用模拟或是数字方法,工程实现难度相对大一些。另一种方法是采用全去斜率接收(stretch)处理技术,其优点:一是经过去斜处理后,输出信号带宽变小,可大大降低采样率,从而降低了对A/D变换器的速率和内存容量;二是脉压仅需一次FFT运算,且FFT的点数减小,要完成脉压的运算量也大大降低,工程上易于实现。因此,通常选择全去斜率接收处理技术来处理宽带信号。雷达全去斜率信号接收处理方法如图1 所示。
ST(t)=a(t) a(t)=
式中,f0为起始频率,T为时宽,k为调频斜率。设目标具有M个散射点,则宽带回波信号SR(t)可表示为
SR(t)= a(t-τi)
其中,τi为第i个散射点回波距离延时,fdi为第i个散射点的多普勒频率。
设窄带系统测得的目标距离为R0,相应的距离延时为τ0= ,则全去斜率参考信号SL(t)的表达式为
SL(t)=a(t-τ0)
去斜率混频器的输出为
Sf(t)=SR(t)· (t)
将式(2)(3)代入式(4),可得
Sf(t)= a(t-τ0)a(t-τi) = a(t-τ0)a(t-τi)
由于高分辨率距离像对姿态角的敏感性是由位于相同距离单元的不同横向位置的各散射中心之间的相位干涉造成的,所以雷达对目标视角的微小变化,会导致同一距离单元内横向位置不同的散射点的径向距离差改变,从而使子回波的相位差发生明显变化。式(5)是已考虑目标散射点多普勒相位变化的结果。如果一本振信号的调频斜率等于点目标回波信号的调频斜率,去斜处理接收机输出的是一个固定频率。即便经常采用的大带宽百分数可能使多普勒频率在脉冲持续期内变化较大,但去斜处理期间目标多普勒频率保持不变,其输出频率偏移等于这个多普勒频率。事实上,目标速度较低时,只要考虑脉间的多普勒相位变化即可,因为脉内的各散射点多普勒相位相同,如在运动补偿时采用恒定相位差消除,就可大大削弱这一影响而能正常成像。
2 一维成像速度补偿
运动目标相对于雷达运动可分为平动分量和转动分量,平动分量为目标姿态相对于雷达射线保持不变,在平面波照射的近似条件下,目标上各散射点相对于雷达的距离变化量相同,即它们的子回波具有相同的多普勒,当目标只有平动时,它的距离像是不变的。实际上,当我们测量海面上实体舰船时,粗糙海面上舰船的运动是复杂的,即使在相干成像处理时段(一般几秒)内忽略船体形变,舰船的运动仍为刚体质心平动(纵荡、横荡、垂荡)和船体滚动、俯仰颠簸和偏航转动合成的六自由度复杂运动。若船体受到外力和力矩驱动,船体将是更高阶的非平稳运动。
2.1 目标运动速度对一维成像的影响
当目标径向速度较高时,目标实体就可能非平稳运动,脉内各散射点多普勒的差异不可忽略,这一差异可能会影响一维距离像。这时一维成像的关键在于速度补偿。图2 给出了目标不同运动速度对一维成像的影响。由图2 可见,随着目标速度的不断提高,多普勒频率引起的距离偏移逐渐变大,当在外场测量快速小目标时这种现象会更为明显。
当目标径向速度较高时,多普勒频率便会引起距离偏移,常用方法是由多普勒效应测速原理,测出目标回波的多普勒信号频率fd由此求出V(t);并通过运动补偿确保波形失真较小,使这一影响不会太严重。
2.2 目标运动速度补偿
对不同外形结构、不同的飞行或航行速度的各类目标,要获得高质量的一维高分辨距离像,有时必须采取相应措施进行速度补偿。这就要求径向速度测量与RCS测量相结合,采用测速系统及算法程序得到运动目标初速度的估算值及α,β的估计值,完成雷达截获目标径向运动速度的估算。本文假设运动目标的径向速度的运动规律V(t))为二次曲线:
V(t)=V+αt+βt2(t≥0)
在目标截获状态时,采用开环滤波获得目标的初始速度与初始位置。而滤波则采用变参数α-β滤波器,若取目标截获采用6周期截获,其系数的计算公式为:
α= β=
由此,雷达会在多个相继不同的脉冲重复频率的相干处理间隔中估算出径向速度。
解决目标运动速度补偿的主要技术途径是利用测速系统得到的目标速度信息形成补偿序列,与宽带回波数据相乘,消除目标速度对宽带回波相位的影响。图3 为一种典型的带有速度补偿的一维成像原理图。
径向一维成像就是对完成运动补偿的回波进行相干积累,构建目标散射率的空间分布。本文的宽带雷达成像,是以射频端发射线性调频信号,并在径向进行脉压的脉内相干积累。实际应用中为了方便,常将复距离像直接取模,得到实数的一维距离像[3]。因此,对于采用去斜率混频体制, 需对Sf(t)进行A/D变换后再作FFT及求模处理(如图3 所示),即可得到这种处理方式下的目标一维距离像。
3 对舰船一维距离成像
理论上,只要发射足够窄的脉冲,通过记录回波时间轴上的间隔就可以获知目标散射中心在雷达径向距离上的分布状况,但发射过窄的脉冲工程上不易实现。当然,为实现目标的高分辨率,要求雷达发射信号的带宽很高,这样就对信号处理的硬件电路提出了很高的要求,同时也加大了信号处理软件的工作量。为了消除这些不利影响,工程中采用了去斜率处理来降低回波信号的带宽,从而减少信号处理的工作量。当采用了脉冲压缩技术,一维距离像分辨率则由发射信号的带宽决定。通过发射时采用线性调频信号,接收时采用Stretch技术,使回波信号与具有同发射信号完全相同调制规律的本振信号进行混频,再经相关信号处理就能够获得分辨率距离像。
3.1 基于全去斜率(stretch)的数字接收
由于水面舰船航速较低时,脉内各散射点多普勒相位相同,在运动补偿时采用恒定相位差消除方法就可消除这一影响而能正常成像。当舰船在较好的海况下,近于平稳地径向运动时,多普勒频率引起距离偏移波形失真较小。计算机仿真表明:目标在脉内移过的距离小于像素时,对成像的影响不大。因此,在考虑运动补偿,并忽略脉内各点多普勒相位的差异后,前面式(5)可写成
Sf(t)= a(t-τ0)a(t-τi)
其中,Δτi=τ0-τi,表示散射点同参考点之间的时延差。由(8)式可知每个散射点的回波信号瞬时相位为
ϕi=2π
其频率为:
fi= =kΔτi
式(10)表明,各散射点回波经去斜率混频器输出后,信号频率与该散射点同参考点之间的距离差 成正比。因此,对Sf(t)进行A/D变换后,再经信号处理的DSPA数字脉压处理,即可得到舰船的一维距离像。
3.2 基于DSPA的数字脉压
在数字接收机中,用转换器对接收信号数字化,然后用数字信号处理完成I和Q下变频到基带。在许多系统中,用来提取I和Q基带分量的模拟乘积检波器已经被数字下变频技术所取代。数字下变频的优势在于其性能不受模拟乘积检波器硬件中存在的幅相不平衡限制。现代用于外场测量的宽带RCS雷达 通常是中频采样,这样会使线性度更好;带宽和采样率更加灵活。而与中频接收相关联的信号处理,是基于CPCI总线构设的嵌入式实时处理系统,雷达信号处理的基本流程是由同步器向雷达主控机发送主控机调度脉冲中断,雷达主控机读取信号处理系统的处理结果,然后启动处理,处理结束后向各分系统发送下一调度周期的控制信息。信号处理插件上的DSPA(数字信号处理器)读取主控机送来的控制信息,当处理启动中断到来时,信号处理插件上的DSPA处理器,将录取数据发送给数据录取插件,并对上个周期的采集数据进行数字脉压处理,然后对脉压数据进行窄带数据处理(信号检测、距离误差提取、距离回路闭合、宽带一维成像等处理);并将处理结果数据,以一定的数据格式送给与主控机共享的双端口RAM,由主控计算机读出,由此便可分析确定目标径向范围内的诸多独立的散射体。雷达一维距离像的信号处理框图如图4 所示。
数字脉压实现有硬件和软件两种工作方式。而且,随着DSP器件的发展,硬件实现在速度方面的优势也在逐步丧失,而采用软件实现数字脉压具有很强的可塑性,通过软件编程,实现不同的功能,同时易于系统扩展。因此方案设计中,数字脉压常常采用全软件的工作方式。数字脉冲压缩技术可通过对任意波形的数字卷积或通过对线性调频波形进行展宽处理来实现匹配滤波。作为时域卷积处理器的数字实现,其计算量大;而频域卷积从计算量的角度给出了一个更经济的方法,其数字脉压的基本原理框图如图5 所示,频域处理是将通过数字下变频后的复包络输入序列与匹配滤波器响应序列的离散傅里叶变换相乘,这种处理适用于任何波形。
3.3 基于Hamming加权的舰船成像
因匹配滤波器输出端的压缩脉冲的主瓣有距离副瓣,距离副瓣会隐藏目标;对于线性调频波形的情况,匹配滤波器后通常会跟随一个加权滤波器以降低距离副瓣电平,在这种情况下,会有信噪比的损失[4]。
根据一维成像测量对距离向分辨率Δrs的要求确定瞬时射频带宽B,其关系为
B=
由式(11)可见,射频信号带宽与距离分辨率存在反比关系。式中为c光速。实际测量中考虑到系统频率特性对成像分辨率的影响,带宽需要取较大一点,一般取经验值:
B=
这里,取距离分辨率Δrs=5m,因此,可得B为39MHz。为了降低副瓣,采用Hamming加权,Hamming加权的理论旁瓣电平为-42.6dB,-3dB的主瓣加宽系数为1.47,信噪比损失1.34dB,故为保证加权后仍满足距离分辨率的要求,设计中通常选取瞬时射频带宽为45MHz。
外场对成像的精度验证一般采用主瓣宽度检验法或峰值分布检验法,方案采用的是后者即峰值分布检验法:设置雷达系统工作在“一维成像”测量方式;按所选的分辨距离,架设双标准体 (两者间距小于或等于距离分辨率)并于雷达径向方向对其测量;由测量得到的两个角反射体RCS峰值所对应的分布距离,验证成像精度。本方案用木质渔船并在其艏艉线以相距约5m的间距,架设两只三面角反射体,其口面和轴心朝向船艏向,角反射体架设如图6 所示。渔船距雷达3.5km,以3kn航速由远至近艏向朝岸基雷达方向纵向行驶,要求航向角偏离度小于0.3°;设置雷达发射脉宽为10μs,射频带宽为45MHz,采样率80MHz;雷达标校后便可实施双角反射体峰值分布测试。两个角反射体双峰值距离分布如图7 所示。
由图7 可见,双峰间有4个单元距离;而应用80MHz采样率对应的跨度=150/80=1.875m,数字脉压加窗后展宽,-3dB的主瓣加宽系数为1.47,对应单元距离1.875/1.47=1.25m,经验证两个角反射体峰值分布距离为4×1.25=5m。
外场测量系统一维像测量的工作波形时序可以采用:一个窄带脉冲和一个宽带脉冲交替发射,窄带信号用于测距,宽带信号用于成像。窄带跟踪宽带成像的波形时序示例见图8 。
本方案采用边跟踪边测量和中频接收直接采样的方法,中频频率为120MHz,主通道处理点数1120点。宽带相参雷达直接采样的回波信号是通道之间相参的、时间上同步和相位上及幅度上严格匹配。当距离像分辨率单元远小于船体在雷达径向上的尺寸时,船只会占据多个距离单元,回波呈现出波峰和波谷的起伏,它可以看作是目标在雷达径向视角时散射中心的一维分布。实测海上轮船时,选择的雷达射频带宽为45MHz,发射脉宽设为10μs,图8 为实际横向拍摄的海上轮船的主要外部结构布局图。当海上轮船于径向相对宽带RCS测量雷达7km,方位191°、仰角-0.067°时,宽带RCS测量雷达一维距离成像散射分布图如图10 所示。
4 结束语
全去斜率的数字接收,其接收信号采用相干电路(I、Q)双通道,避开了单通道的实信号电路引起的频谱混叠;因为对上述船只测量所选择的成像带宽相对比较窄,系统的带内幅相特性较易得到保证,而且应用了数字中频直接采样,使I和Q不平衡、直流电平漂移几乎消除,通道不一致性减小; 这些有利条件确保了海上目标一维距离成像得以实现。外场试验表明,对海上实体船只的一维距离像的获取,背景真实、实时性强、实用度高。随着电子技术的发展和现代信息化战争的要求愈来愈高,高分辨率成像技术的研究将会受到愈来愈多的关注,开展雷达目标一维距离像的研究就有着十分重要的意义。